6 GHz頻段無線電解決方案：16 nm收發器系列

摘要

近期，6 GHz頻段被劃分用于無線通信系統，為實現高速、低延遲應用開辟了新的可能性。ADI公司推出的16 nm收發器系列為該頻段提供了一種高度集成的解決方案，兼具低功耗和高性能。本文將介紹6 GHz頻段，并討論ADI收發器系列所采用的零中頻架構的優勢。此外，本文還將重點介紹16 nm收發器系列的主要特性和在不同場景中的應用。

引言

隨著無線通信系統的不斷演進，各方也在持續探索和采用新技術和新頻譜。對于無線行業的從業者而言，3GPP（第三代合作伙伴計劃）將6 GHz頻段納入頻率范圍1 (FR1)是個令人鼓舞，但也在預料之中的好消息。通過將原來的FR1在低頻和高頻兩端都進行擴展，從[450 MHz至6000 MHz]擴展至[410 MHz至7125 MHz]，行業能夠訪問大量新增頻譜，為未來的增長和創新開拓了新機遇。

相較于舊版FR1頻段，新的6 GHz頻段支持更寬的帶寬：n96為1200 MHz（5925 MHz至7125 MHz），n102為500 MHz（5925 MHz至6425 MHz），n104為700 MHz（6425 MHz至7125 MHz）。通過提供網絡能耗性能良好且傳播率優于頻率范圍2 (FR2)頻段的高容量頻譜，新的6 GHz頻段必將成為無線連接的重要資源。2020年，美國聯邦通信委員會(FCC)將6 GHz頻段劃定給免授權的Wi-Fi使用，這使得6 GHz頻段在市場內極具競爭力。

本文將探討ADI的16 nm收發器系列在相關應用中的特性和優勢。ADI 16 nm收發器是一款高度集成的器件，提供8T8R（八個發射器和八個接收器）和4T4R（四個發射器和四個接收器）兩種配置，具有多種數字前端功能，包括數字預失真(DPD)、削峰(CFR)、載波數字上變頻器和下變頻器（CDDC和CDUC），而且具有省電節能特性。

架構

如圖1所示，ADI的16 nm收發器系列集成了八個差分發射器(Tx0-7)、八個差分接收器(Rx0-7)和兩個差分觀測接收器(ORx0-1)。可調諧頻率的范圍介于400 MHz至7125 MHz之間，以兩個射頻(RF)合成器作為本振(LO)。可調諧帶寬高達600 MHz。為了連接到基帶處理器，設計了高速JESD204B/JESD204C接口。

圖1.ADI 16 nm收發器的功能框圖。

發射器

發射器采用零中頻架構，如圖1所示。來自數模轉換器(DAC)的同相和正交(I/Q)基帶信號通過基帶低通濾波器(LPF)進行重構和濾波，然后通過模擬調制器和LO進行上變頻，得到射頻輸出信號。與射頻采樣轉換器相比，零中頻發射器提供更高的線性度和抗噪聲性能，而且功耗相對較低。

DAC轉換函數的一般形式為sin(x)/x，其頻率響應并不平坦，如圖2所示。模擬輸出在較高頻率時會出現衰減。采樣過程中會生成目標信號的鏡像，需要將鏡像濾除。否則，鏡像會污染無線電頻譜，違反3GPP和FCC的發射要求。

圖2.DAC的SINC響應及其鏡像。

因此，DAC的最大可用輸出頻率通常為采樣時鐘速率的40%。為了使射頻采樣在6 GHz頻段（最高7.125 GHz）有效運行，DAC采樣時鐘必須在高于18 GHz的頻率運行，這會消耗大量功率。此時，零中頻發射器的優勢非常明顯。它只需對基帶I/Q信號進行數字化處理，DAC采樣時鐘就能夠降低至3 GHz以支持6 GHz頻段。由此可在整個6 GHz頻段實現更平坦的輸出功率（圖3），并實現更低的噪聲譜密度(NSD)與相對較低的能耗。通常情況下，即使采用相同的工藝，對于典型的單頻段應用而言，要實現同等的抗噪聲性能，射頻采樣轉換器的功耗比基帶I/Q轉換器高出大約125%。

圖3.6 GHz頻段下的發射器輸出功率和平坦度。

接收器

在接收器路徑上，通過使用模擬解調器和LO，對射頻輸入進行下變頻，得到基帶I/Q信號。連續時間Σ-Δ ADC專門用于對基帶I/Q信號進行數字化處理。該ADC集成了固有的抗混疊濾波功能，與傳統采樣技術相比，大大放寬了濾波要求。在射頻輸入端口，寬帶匹配功能可在6 GHz頻段提供平坦的頻率響應，如圖4所示。

圖4.6 GHz頻段下的接收器頻率響應。

基帶放大器可以采用經典拓撲，通過使用反饋電路來提供良好的線性度和抗噪聲性能。然而，射頻采樣接收器需要在射頻頻段進行成本高昂的額外濾波。為了對6 GHz頻段進行采樣，射頻采樣ADC需要8 GSPS采樣時鐘，以便轉換來自第二奈奎斯特區的目標信號，因此，如果不進行強力濾波來減輕影響，就無法避免產生的信號發生混疊。或者，可使用高于15 GSPS的采樣時鐘來放寬抗混疊要求，但與零中頻的基帶I/Q采樣相比，這種方法的能耗明顯更高。相比之下，零中頻的基帶I/Q采樣僅需3 GSPS左右的低I/Q采樣時鐘便能滿足性能需求。

此外，零中頻接收器的NSD通常與頻段無關。如圖5所示，6300 MHz和7100 MHz時的NSD幾乎相同。

圖5.接收器噪聲譜密度。

觀測接收器

在這種高度集成的收發器中，兩個觀測接收器均設計為射頻采樣架構，通過適當的前端設計，為用于功率放大器(PA)的DPD環回接收器、用于發射器輸出功率的監控路徑或者用于射頻頻譜的嗅探接收器等提供性能保障。

為了支持各種應用，觀測接收器可配置為在四種采樣時鐘速率下工作，從而靈活地在帶寬、NSD性能和功率之間進行選擇。有關不同采樣時鐘速率下的NSD性能和功率，請參見表1。

表1.不同采樣時鐘速率下的NSD性能和功率

應用

無線大規模多路輸入多路輸出(MIMO)系統

ADI的16 nm收發器廣泛部署于sub-6G大規模MIMO系統，已有數百萬臺搭載了這項技術的基站收發臺(BTS)設備在實際應用中投入使用，足以證明這款收發器是sub-6G頻譜內的可靠無線電解決方案。從2025年起，得益于擴展后的3GPP FR1，這款收發器也將在6 GHz頻段下提供同樣出色的性能及以下優勢。

支持寬帶寬

?在發射器和接收器上支持600 MHz瞬時帶寬(IBW)，為PA的數字預失真(DPD)支持800 MHz合成帶寬。

?兩個觀測接收器可用作PA數字預失真的反饋信道。

?具有高達19.66 Gbps/32.44 Gbps的JESD204B/JESD204C數字接口，支持寬帶寬。

減少信道間相位變化的技術

?多芯片同步(MCS)：作為器件初始化的一部分，MCS狀態機采用系統全局參考信號(SYSREF)來復位數據轉換器時鐘及數字數據路徑上的所有其他時鐘，以使時鐘相位與器件時鐘(DEVCLK)同步，從而使從JESD接口到數據轉換器的相位保持一致。此外，MCS狀態機會對射頻PLL相位進行復位，以與DEVCLK和LO分配路徑上的分配器保持一致，從而在射頻輸入和輸出端口實現整體相位對齊。

?發射器衰減引起的相位補償：信號路徑上的增益或衰減變化是引起相位變化的另一個原因。為了減輕相位變化，針對每個發射器的衰減指數，添加了預表征的相位補償，從而確保每當系統調整衰減時都會應用相位校正。

     在收發器中融入這些技術有助于將信道初始化為更一致的啟動條件，從而降低系統天線校準的復雜性。這樣，通過降低射頻PLL對溫度的依賴性并減輕增益變化引起的相位變化，天線校準便能在操作過程中以更低的頻率運行。

功耗節省

非連續傳輸(DTX)模式：對于傳統的無線電單元，即使蜂窩單元里沒有用戶，能耗也相當高。這款收發器內置DTX功能，可在空傳輸時間間隔(TTI)期間，關閉發射器數據路徑中的組件。配置了DTX后，當收發器檢測到“零數據”條件時，便會關閉功率放大器及其他發射器組件。檢測到非零數據時，器件會快速激活。在使用實際的移動網絡運營商數據的場景中，這項技術將RU能耗降低了30%以上，同時不影響服務質量(QOS)。

16 nm收發器用于Wi-Fi系統的免授權6 GHz頻段

2020年，美國FCC表決通過了允許免授權的無線局域網在 6 GHz頻段內運行的決議。之后，Wi-Fi聯盟為Wi-Fi 6E信道分配了5925 MHz至7125 MHz的頻譜3，在傳統2.4 GHz頻段和5 GHz頻段的基礎之上，多增加了14個額外的80 MHz信道或7個額外的160 MHz信道。有關6 GHz頻段的免授權頻段，請參見表2。

表2.6 GHz頻段的免授權NII頻段

ADI的16 nm收發器系列覆蓋6 GHz頻段，提供出色的性能，并且可以在能耗與帶寬之間靈活權衡，亦能從前面部分討論的零中頻架構中獲益。

單個無線電芯片通過空間分集（4倍或2倍天線分集）即可支持1200 MHz

如前所述，這款收發器支持600 MHz IBW，通過與兩個內部LO結合使用，單個芯片可覆蓋整個1200 MHz頻段。如圖6所示，對于整個1200 MHz頻段，收發器配置為支持四根天線（四個信道）。LO0用于信道0至3，以覆蓋所有四個信道上的U-NII-5和U-NII-6。同樣，對于U-NII-7和U-NII-8的信道4至7，LO1將配置為6825 MHz。兩個600 MHz頻段可通過高速JESD204C接口同時發送到基帶。配置詳情參見表3。

圖6.寬帶寬配置A——4倍天線分集。

低功耗解決方案通過LO頻率掃描即可支持1200 MHz

6 GHz頻段Wi-Fi頻譜可分成59個信道，每個信道的帶寬為20 MHz，或支持七個信道，每個信道的帶寬為160 MHz。除了上述寬帶寬配置，收發器還可配置為窄帶寬，以降低能耗。例如，當數據速率為245.76 MSPS時，信號帶寬可為160 MHz，JESD通道速率可低至9.8 Gbps運行。在1200 MHz頻段內，射頻LO頻率可以靈活配置，以覆蓋整個6 GHz頻段。與寬帶寬配置相比，在這種低功耗配置下，收發器可節省20%的功耗。配置示例如圖7和表4所示。

圖7.窄帶寬配置B——4倍天線分集。

表3.收發器的寬帶寬配置

表4.收發器的窄帶寬配置

用于頻譜掃描的寬帶觀測接收器

對于此類應用，觀測接收器可配置為7.8 GHz，無縫覆蓋Wi-Fi 6 GHz頻段。圖8顯示了6 GHz頻段位于第二奈奎斯特區的高頻段范圍，相應地，在第一奈奎斯特區，通過利用接收器數據路徑上的NCO，反轉的6 GHz頻譜可轉換為基帶。

圖8.觀測接收器上的6 GHz頻段頻譜。

在無線通信市場中，隨著新技術和新頻譜的持續引入，運營商迫切需要經濟高效的解決方案。因此，高度集成的低功耗解決方案變得更加重要。ADI公司的16 nm收發器系列在單個芯片上集成了八個信道和高性能模擬前端及數字前端功能（DPD、CFR和CDDC/CDUC）。零中頻架構提供低功耗收發器解決方案，并在器件中集成了省電特性(DTX)，以便通過控制PA來進一步降低系統功耗。此外，得益于靈活的配置，這種架構能夠靈活適用于無線BTS和Wi-Fi系統等多種應用。

參考文獻

1 “均衡技術使DAC頻率響應平坦化”，ADI公司，2012年8月。

2 Brad Brannon，“無線電架構事關重大：射頻采樣與零中頻的回顧”，ADI公司，2021年12月。

3 “FCC Opens 6 GHz Band to Wi-Fi and Other Unlicensed Uses”，美國聯邦通信委員會，2020年4月。

作者：Howie Jing，高級經理

作者簡介

Howie Jing是ADI公司無線平臺部(WPG)的產品應用經理，在RTP辦事處工作。他于2011年加入ADI中國，最初擔任應用工程師，負責為中國市場的收發器產品提供支持。2019年，他被調往ADI美國辦事處，擔任應用經理，繼續為全球客戶提供收發器相關支持。加入ADI之前，他曾在Maxim Integration（現已并入ADI公司）擔任應用工程師，負責數字音頻/視頻網絡和3G蜂窩應用。